Ом.

Потужність, що розсіюється на резисторі R4 :

мВт.

Вибираємо тип резистора: МЛТ-0,125-200 Ом 5%.

Струм задаючого кола ІП = 3 мА, тому

кОм.

Приймаємо R3 = 20 кОм. Потужність, що розсіюється на резисторі R3 :

Вт.

Вибираємо тип резистора: МЛТ-0,25-20 кОм 5%.

Для визначення коефіцієнта послаблення синфазного сигналу визначимо опір генератора струму VT4 за змінною складовою:

кОм.

Тут UA – напруга Ерлі, що визначає кут нахилу сімейства вихідних характеристик БТ. Тоді

,

або в логарифмічних одиницях:

КПСС = 20 lg 1961 = 65,85 66 дБ.

Одержаний коефіцієнт послаблення синфазного сигналу кращий, ніж вимагається в ТЗ (66 дБ проти 51 дБ).

Остаточно схема розроблюваного підсилювача набуде вигляду, приведеного на Рис. 2.7.

Рисунок 2.7 – Повна принципова схема підсилювача

2.5 Визначення коефіцієнта гармонік

Для вхідного диференційного каскаду на БТ коефіцієнт гармонік

,

де UBXmax – амплітудне значення вхідного сигналу.

На жаль, ця формула справедлива тільки для режиму малого сигналу. Для великого вхідного сигналу kГ визначимо шляхом імітаційного моделювання.

Коефіцієнт гармонік для другого каскаду

.

Коефіцієнт гармонік для вихідного каскаду на ПТ визначається так:

.

Отже, сумарний коефіцієнт гармонік

.

Зменшити коефіцієнт гармонік можна введенням від'ємного зворотнього зв'язку. В цьому випадку

,

де КГ – коефіцієнт гармонік для підсилювача з розірваною петлею зворотнього звязку. Для досягнення коефіцієнту гармонік 0,3% слід вибрати

.

При КU = 4000 визначимо коефіцієнт передачі кола зворотнього звязку:

.

2.6 Дослідження підсилювача на стійкість

Оцінку стійкості підсилювача здійснимо за методикою, викладеною в [8]. Частота одиничного підсилення вхідного каскаду

, (2.4)

де S – крутість вихідного каскаду: = 60 мА/В;

СКБ – ємність колекторного переходу (СКБ = 7 пФ).

Підставимо дані:

ГГц.

Для другого каскаду

А/В.

Частота одиничного підсилення

ГГц.

Для вихідного каскаду, виконаного на польових транзисторах

ГГц,

де См.

Значення одиничного підсилення для вихідного каскаду є найбільшим з усіх каскадів, тому, користуючись властивостями ЛАЧХ, знайдемо наближено частоту зрізу розроблюваного підсилювача:

кГц.

Одержане значення показує, що розроблюваний підсилювач забезпечує необхідну смугу пропускання з достатнім запасом (342 кГц проти 200 кГц згідно ТЗ). Тому для збільшення стійкості підсилювача можна звузити смугу пропускання шляхом введення в коло зворотнього звязку коректуючого конденсатора. В цьому випадку підсилювач набуде властивостей інтегратора, який не схильний до переходу в генераторний режим. Для розрахунку ємності коректуючого конденсатора (С1) представимо його включення в загальну схему підсилювача (Рисунок 2.8).

Рисунок 2.8 – Схема включення коректуючого конденсатора

Така схема включення є диференційною і визначається умовами ТЗ. При цьому коефіцієнт передачі схеми

. (2.5)

Для забезпечення вхідного опору RВХ = 10 кОм виберемо R2 = 10 кОм та R1 = 1 кОм.

Потужність, що розсіюється на резисторі R2 :

мВт.

Вибираємо тип резистора: МЛТ-0,125 Вт -10 кОм 5%.

Потужність, що розсіюється на резисторі R1 :

мВт.

Вибираємо тип резистора: МЛТ-0,125 Вт -1 кОм 5%.

Ємність коректуючого конденсатора Скор визначимо з умови

. (2.6)

Звідси

пФ.

Перевірку частотних характеристик підсилювача здійснимо числовим методом за допомогою програми Micro-Cap 8. Результати моделювання, наведені на Рисунок 2.9 та 2.10, свідчать про стійкість розроблюваного підсилювача – наявність запасу по фазі на частоті одиничного підсилення

На перехідній характеристиці немає викидів, що свідчить про відсутність явища перерегулювання.

Рисунок 2.9 – Перехідна характеристика підсилювача

Рисунок 2.10 – АЧХ і ФЧХ пристрою

2.7 Розробка пристрою з використанням інтегральних мікросхем операційних підсилювачів

Розроблюваний пристрій може бути реалізований з використанням ОП за схемою, наведеною на Рисунок2.11.

Рисунок 2.11– Схема пристрою з використанням ОП

Вихідний каскад VT1 та VT2 працює в режимі В, чим зменшує струм споживання пристрою в режимі спокою, збільшуючи тим самим ККД. Зменшення коефіцієнта гармонік здійснюється за рахунок великого коефіцієнта підсилення за напругою операційного підсилювача в схемі без зворотнього звязку. Зона "нечутливості" вихідних транзисторів оминається за рахунок високої швидкості зростання вихідної напруги ОП. Тому в якості ОП слід вибрати мікросхему з великою швидкістю наростання вихідної напруги. Виберемо мікросхему КР544УД2А.

Таблиця 2.6 – Основні парамери ОП КР544УД2А

Назва параметра | Значення параметра

Напруга зміщення U3M | 30 мВ

Частота одиничного підсилення f1 | 15 МГц

Вхідний диференційний опір RВХдиф | 103 МОм

Вхідний струм ІВХ | 2·10-4 мкА

Швидкість зростання вихідної напруги VUвих | 20 В/мкс

Коефіцієнт послаблення синфазного сигналу | 70 дБ

Напруга виходу UВИХmax | 10 В

Мінімальний опір навантаження RHmin | 2 кОм

Синфазна вхідна напругаUСФmax | 12 В

Напруга живлення UЖ | 15 В

Струм споживання ІЖ | 6 мА

З наведених вихідних характеристик ОП видно, що його вихідна напруга не дозволяє забезпечити максимальну вихідну потужність підсилювача, а, отже, і максимальну вихідну напругу.

Для зниження напруги живлення від 30 до 18 В використаємо стабілітрони типу Д815Ж.

Таблиця 2.7– Основні парамери Д815Ж

Назва параметра | Значення параметра

Напруга стабілізації UСТ | 18 В

Розкид напруги стабілізації UСТ | 15 %/В

Струм стабілізації ІСТmin

ІСТmax | 25 мА

450 мА

Максимальний прямий струм ІПР | 1 А

Диференційний опір Rд | 4,5 Ом

Температурний коефіцієнт стабілізації ТК | 0,11 %/єС

Максимально допустима розсіювана потужність Pmax | 8 Вт

Робочий температурний діапазон | -40...+100 єС

Розрахуємо подільник напруги . Струм подільник .

Спад напруги на резисторі . Звідси опір .

Розсіювана потужність . Остаточно тип резистора .

Резистори вибираємо номіналом 1Мом, оскільки вони служать для відводу паразитних струмів заслону.

Резистори не відрізняються від розрахованих для дискретного аналога.

2.8 Необхідні характеристики блока живлення.

Блок живлення повинен забезпечувати напруги живлення Ucc = 30 В Розрахуємо струм споживання розробленого підсилювача. Icc =