ХАРКІВСЬКИЙ ДЕРЖАВНИЙ ТЕХНІЧНИЙ УНІВЕРСИТЕТ

РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ

Величко Дмитро Анатолійович

УДК 621.396.23

РЕТРАНСЛЯЦІЙНИЙ МЕТОД РОБОТИ

ПРЕЦИЗІЙНИХ РАДІОТЕХНІЧНИХ СИСТЕМ

ТЕХНІЧНОЇ ДІАГНОСТИКИ

Спеціальність 05.12.17 – радіотехнічні та телевізійні системи

АВТОРЕФЕРАТ

дисертації на здобуття наукового ступеня

кандидата технічних наук

Харків – 2001

Дисертація є рукопис.

Робота виконана в Харківському державному технічному університеті радіоелектроніки Міністерства освіти і науки України.

Науковий керівник | доктор технічних наук, професор

Шокало Володимир Михайлович

Харківский державний технічний університет радіоелектроніки,

директор інституту радіотехніки і електроніки Харківського державного технічного університету радіоелектроніки.

Офіційні опоненти: |

доктор технічних наук, професор Піскорж Володимир Вікторович, АТ Науково-дослідний інститут радіотехнічних вимірювань (НДІРВ), головний конструктор напрямку;

кандидат технічних наук, професор Харківського державного технічного університету радіоелектроніки Сідоров Геннадій Іванович, Харківський державний технічний університет радіоелектроніки, завідувач кафедри радіоелектронних систем.

Провідна установа: | Національний аерокосмічний університет ім. М.Є. Жуковського (ХАІ), кафедра авіаційно – космічних радіотехнічних систем, Міністерства освіти і науки України (м. Харків).

Захист відбудеться “ 25 ” квітня 2001р. о 1315 годині на засіданні спеціалізованої вченої ради Д64.052.03 при Харківському державному технічному університеті радіоелектроніки за
адресою: 61166, м. Харків, пр. Леніна, 14, ауд. 13.

З дисертацією можна ознайомитись у бібліотеці Харківського державного технічного
університету радіоелектроніки за адресою: 61166, м. Харків, пр. Леніна, 14.

Автореферат розісланий “ 23 ” березня 2001р.

Вчений секретар

Спеціалізованої вченої ради Чурюмов Г.І.

Загальна характеристика роботи

Актуальність теми визначається швидким розвитком виробництва і появою нових технологій, для яких необхідні вдосконалені або нові засоби технічної діагностики. Одним з
таких засобів є радіотехнічні системи (РТС), які широко використовуються для контролю технологічних параметрів, діагностики середовища поширення, а також в системах управління технологічними процесами. Застосовують РТС в різних галузях виробництва завдяки їх властивостям, серед яких можна відзначити наступні. РТС забезпечують можливість дистанційного виявлення, контролю і вимірювання, працюють в оптично непрозорих середовищах, здатні виявляти домішки з малими концентраціями в середовищі, де поширюється радіохвиля, мають високу швидкість отримання інформації, зручно узгоджуються з цифровими обробляючими і керуючими системами і т.ін. У вимірювальних РТС міліметрового діапазону хвиль з'являються додаткові, суттєві для технічної діагностики, якості: розширюються
можливості формування вузьких хвильових потоків, підвищується точність вимірювання запізнення за фазовим зсувом на несучій частоті, скорочуються габарити антен і НВЧ пристроїв.

Потреба в застосуванні нових методів вимірювання і контролю існує в ряді галузей промисловості, зокрема, атомна енергетика має необхідність удосконалення пристроїв вимірювальної техніки, що знаходить відображення в документах організацій, які відповідають за безпечні умови експлуатації. Це відмічено, наприклад, в “Огляді методів, що використовуються для визначення об'ємів витоків. Вимірювання для захисних оболонок реакторів ВВЕР 440/230 і ВВЕР 440/213. – IAEA-WWER-SC-149, Відень, травень 1995”, в “Звіті RISKAUDIT №7, том 1. Оцінка безпеки реакторів ВВЕР 440/213 і ВВЕР 1000/320 блоків 1, 2 і 3 Рівненської АЕС”, в “Зведенні заходів щодо підвищення безпеки діючих енергоблоків АЕС України з реакторами типу ВВЕР 1000(320). – Затверджено головою НАЕК Н.П. Дудченко 02.03.99р.”.

У той же час вимоги до точності вимірювань і стабільності роботи РТС часто перевищують ті можливості, які матимуть прилади, створені на основі розроблених раніше методів. Однією з причин, існуючих практично завжди всередині різних виробничих приміщень і поблизу них, є сильний вплив на результати вимірювань сторонніх відбивачів або поверхонь. Ці відбивачі і поверхні є джерелами додаткового розсіяння радіохвиль і створюють додаткові канали поширення. Як наслідок, з'являються інтенсивні перешкоджаючі сигнали, перевищення яких над корисними сигналами в РТС діагностики в багатьох випадках вище, ніж у традиційних системах. Помилки вимірювання, що виникають за рахунок перешкоджаючих джерел, можуть набагато перевищувати сумарну помилку, зумовлену всіма іншими механізмами. Тому ослаблення впливу перешкоджаючих відбиттів і багатопроменевого поширення дозволить істотно знизити сумарну помилку вимірювання і підвищити стабільність роботи РТС, призначених для діагностики. Цей напрям створення вимірювачів і виявників є основним в дисертації, він реалізується за допомогою спеціально розробленого ретрансляційного методу [1] і внаслідок викладених причин є актуальним.

Зв’язок роботи з науковими програмами, планами, темами.

Дисертаційна робота пов'язана з дослідженнями, виконаними в Інституті радіофізики і електроніки ім. А.Я. Усикова НАН України і в Харківському державному технічному університеті радіоелектроніки. Це дослідження

-

-

-

-

-

Метою досліджень є розвиток методів просторово-часової фільтрації, пропозиція і
розробка на їх базі нового, ретрансляційного методу роботи радіотехнічних систем, призначених для прецизійних вимірювань параметрів технологічних процесів і працюючих в таких умовах, коли основний внесок в помилки вимірювання вносять інтенсивні перешкоджаючі відбиття від сторонніх предметів і багатопроменеве поширення радіохвиль.

Задачами досліджень є

–

–

–

Об'єкт дослідження – ретрансляційний метод роботи РТС діагностики, що мають високий рівень приглушення перешкоджаючих відбиттів і сигналів, які проходять по паразитним каналам, що виникають внаслідок відбиття від сторонніх поверхонь і предметів.

Предмет дослідження – співвідношення, залежності і способи, які дозволяють приглушити перешкоди, обробити прийнятий сигнал і отримати інформацію про об'єкти, що контролюються.

Методи дослідження. У дисертації використовувалися три різних методи. Перший –еврістичний. За допомогою цього методу дослідження намічався шлях пошуку рішення на основі існуючих фізичних уявлень і теоретичних описів процесів, що відбуваються при поширенні і розсіянні радіохвиль і при перетвореннях сигналу в апаратурі. За отриманим результатом визначався метод, який пропонувався для нових РТС, або відкидався, або коректувався. Другий метод – теоретичний і чисельний аналіз. За його допомогою оцінювалися можливості виділення інформації і приглушення перешкоджаючих відбиттів, намічалися способи виділення інформативних параметрів сигналу. Далі для наміченого способу перетворень сигналу виводилися співвідношення, які визначали залежність інформативних параметрів радіосигналу від величин, що контролюються. Третій метод – експериментальна перевірка отриманих результатів. Цим методом були перевірені можливості приглушення перешкоджаючих відбиттів і залежність рівня сигналу від зміни відстані, отримані оцінки точності вимірювань.

Наукова новизна одержаних результатів полягає в наступному.

У новому, вперше запропонованому, ретрансляційному методі вимірювання координат об'єкта та їх похідних. Метод забезпечує підвищене приглушення перешкоджаючих відбиттів
від сторонніх предметів, розташованих за межами основних пелюсток діаграм спрямованості антен, і дозволяє наблизитися до потенційної точності РТС.

У нових, вперше отриманих співвідношеннях для прийнятого сигналу, в способах його обробки; в характеристиках фази сигналу, відбитого від площини. При запропонованих
способах виключається фаза коефіцієнта відбиття від об'єкта і забезпечується досягнення підвищеної ідентичності характеристик приймального пристрою.

У запропонованих способах, які дозволяють знизити похибки, що з`являються за рахунок неповного приглушення однієї бокової компоненти спектра, яка виникає при перетворенні сигналу в ретрансляторі.

У нових співвідношеннях для визначення інтервалу накопичення радіолокаційної інформації при радіальному відносно РЛС переміщенні об'єкта.

Практичне значення одержаних результатів полягає в розробці методу, який дозволяє наблизитися до реалізації потенційної точності РТС, призначених для роботи в умовах підвищених перешкоджаючих відбиттів і підвищеного впливу багатопроменевого поширення, а
також в експериментально доведеній можливості розширення області застосування РТС для діагностики і контролю тих технологічних параметрів, які раніше не перевірялися.

Особистий внесок здобувача.

Особистий внесок здобувача в розроблений метод (див. роботу [1], виконану в
співавторстві з Величко А.Ф.) полягає в пропозиції використати просторовий фільтр, який реалізовується у вигляді додаткового перетворюючого і ретранслюючого пристрою. Здобувачем отримані вирази для прийнятого сигналу, в тому числі співвідношення для амплітуди, яке визначає ослаблення перешкоджаючих відбиттів. Здобувачем розроблені способи перетворення сигналу в приймачі, при яких виключається фаза коефіцієнта відбиття від об'єкта, складені програми розрахунків, отримані кількісні оцінки. Він брав участь в розробці макета ретрансляційного вимірника і виконував експериментальні дослідження.

Особистий внесок здобувача в розробку математичної моделі впливу неповного приглушення другої бокової компоненти спектра (див. роботу [2], виконану в співавторстві з Величко А.Ф.) полягає в наступному. Він запропонував представити суму двох модульованих по амплітуді та частоті сигналів, відбитих рефлекторами першого і другого каналів ретранслятора, у вигляді суми трьох ЧМ сигналів, що мають різні несучі частоти, різні амплітуди й однакові характеристики гармонічної частотної модуляції. Це дозволило здобувачу отримати вирази для прийнятого і перетвореного сигналу у вигляді трьох рядів, визначити компоненти, що підлягають селекції, отримати співвідношення для інформаційних параметрів сигналу і їх похідних. Здобувачем були розроблені програми розрахунків, отримані оцінки характеристик, він виконав експериментальні дослідження і запропонував способи підвищення точності, засновані на асиметрії похибок, що вносяться паразитними компонентами спектра.

Особистий внесок здобувача в роботу [3], виконану в співавторстві з Величко А.Ф., полягає
в отриманні виразу для енергії прийнятого сигналу, в розробці програм для ЕОМ, в підборі функцій апроксимації накопиченої енергії, в співставленні інтервалів накопичення інформації та інтервалів усереднення помилок, викликаних дзеркальною або дифузною компонентами поля
при багатопроменевому поширенні.

Дослідження характеристик сигналу, відбитого площиною при ретрансляційному методі вимірювання (див. роботу [4]), виконані здобувачем без співавторів.

Апробація результатів дисертації проведена на міжнародних конференціях, на яких викладено наступний матеріал, включений в дисертацію.

Ідея використання додаткового пристрою, в якому проводиться зсув частоти і ретрансляція, доповідалась в 1994 р на міжнародному симпозіумі URSI “Physics and Engineering of Millimeter and Submillimeter Waves” і опублікована в його тезах (див. роботу [5]). У цій доповіді зроблене також випробування методу зниження похибок, викликаних інтерференцією бокових компонент спектра, який виникає при перетворенні радіохвилі в ретрансляторі.

Результати досліджень способу виділення модуляційної компоненти фази сигналу ретрансляційного вимірювача, працюючого в режимі безперервного випромінювання з ЧМ, обговорені на 10-й міжнародній конференції “СВЧ-техника и телекоммунникационные технологии (КриМіко2000)”. Результати містять співвідношення для спектральних компонент сигналу при неповному приглушенні паразитних спектральних складових, спосіб виділення інформації про запізнення сигналу, при якому компенсуються шкідливі впливи паразитних компонент спектра, що виникає у ретрансляторі, (робота [6]).

Питання підвищення точності вимірювань за рахунок перетворень сигналу в паралельних каналах за допомогою двочастотного гетеродина, доповідались на IV Міжнародному
молодіжному форумі “Радіоелектроніка і молодь в XXI віці”. Доповідь [7] відзначена дипломом оргкомітету.

Спосіб зниження помилок вимірювання дальності при безперервному випромінюванні двох сигналів [8] і обробка сигналів, розсіяних відбивачами малих розмірів, в радіолокаційних
системах ближньої дії [9] були апробовані на Міжнародній науково-технічній конференції "Сучасна радіолокація" Академії наук прикладної радіоелектроніки в 1994 р.

Публікації по темі дисертації: 4 статті в журналах “Известия высших учебных заведений. Серия: Радиоэлектроника” (Національний технічний університет України “КПІ”), 5 доповідей, опублікованих в тезах конференцій, 5 науково-технічних звітів.

Структура та обсяг дисертації. Робота складається з вступу, 4-х розділів, висновку та списку використаної літератури. Загальний об'єм дисертації становить 135 сторінок, в тому числі 51 ілюстрація і 2 таблиці розміщені безпосередньо в тексті; список використаних джерел містить 77 назв бібліографічних джерел.

основний зміст

Основний зміст викладений в чотирьох розділах.

Перший розділ присвячений огляду літератури, оцінкам вимог до системи і оцінкам можливостей різних, традиційних напрямів рішення задачі.

Область і напрямок досліджень обмежені таким чином. З безлічі методів, які використовуються для РТС діагностики і можуть бути розділені на дві групи – випромінюючі і невипромінюючі, досліджувались методи, призначені для випромінюючих систем.

Умови роботи – великі і малі виробничі приміщення, простір поблизу них. Загальною у всіх випадках є присутність сторонніх відбивачів, що мають високу відбивну здатність. Сумарний сигнал від перешкоджаючих відбивачів в таких умовах набагато більше перевершує корисний сигнал, ніж в умовах роботи традиційних систем. У той же час відстань між РТС і об'єктом, що контролюється, мала, набагато менша, ніж у традиційних системах.

Режим роботи – безперервне випромінювання радіохвиль з гармонічною ЧМ. Системи з таким режимом мають обмежені можливості селекції відбиттів по дальності і в більшій мірі схильні до впливу перешкоджаючих відбиттів від сторонніх предметів і поверхонь, ніж імпульсні системи. Однак вони простіші, дешевші і широко використовуються.

Оцінки необхідного приглушення перешкоджаючих відбиттів, які можуть бути присутніми при вказаних вище умовах, були виконані при наступних початкових даних. Як об'єкт, що контролюється, приймалися дільниці квазігладких поверхонь, орієнтованих так, що напрям дзеркального відбиття від них далекий від напряму на вимірювач; при цьому питома ефективна поверхня розсіяння (ЕПР) може приймати значення -30 … -50дБ. Як перешкоджаючі відбивачі приймалися дільниці металевих площин або поверхонь з великим радіусом кривизни, орієнтовані так, що напрям дзеркального відбиття співпадав з напрямом на вимірювач. При цьому ЕПР перешкоджаючого відбивача може перевищувати його площу більш ніж на 20дБ.
Співвідношення ЕПР об'єкта, що контролюється, і перешкоджаючого відбивача в такому випадку може становити -40…-70дБ. Передбачалося також, що відстань до перешкоджаючих відбивачів може виявитися меншою, ніж відстань до об'єкта, що контролюється, в 2-3рази. Це погіршить співвідношення сигнал / перешкода до -50…-90дБ. Крім того, було прийнято, що співвідношення сигнал / перешкода на виході повинно перевищувати 40дБ. У результаті необхідна для
нормальної роботи сумарна вибірковість оцінювалася величинами 90…130дБ. У дисертації розглянуті можливості досягнення такої вибірковості двома методами, які застосовуються в традиційних РТС. Це оптимальна обробка і просторова селекція.

Застосування методів оптимальної обробки розглянуте в дисертації за допомогою моделі узагальненої вимірювальної системи, яка використовується в статистичній теорії вимірювальних РТС. Цей спосіб зниження впливу перешкоджаючих відбиттів пов'язаний з урахуванням
реальних відбивних характеристик. Однак відбивні характеристики об'єктів для нових
застосувань незадовільно описуються моделями Сверлінга навіть в тій області, де рівень перешкоджаючих впливів значно нижче, ніж у випадку, що досліджується. Для багатьох об'єктів діагностики і перешкоджаючих об'єктів відбивні характеристики просто відсутні. Немає необхідних просторово-часових характеристик, немає поляризаційної структури відбиттів від перешкоджаючих предметів і від об'єктів, що контролюються. Отримання реальних статистик розсіяних сигналів пов'язане з принциповими труднощами, які виникають при
кспериментальних дослідженнях подібних характеристик. Крім того, експериментальні дослідження потребують великих економічних витрат і не гарантують позитивного результату,
під яким розуміється високоякісна робота вимірювальної системи в умовах існування перешкод-жаючих відбиттів високого рівня.

Використання просторової вибірковості антен РТС для приглушення перешкоджаючих відбиттів розглянуті для одного з трьох критеріїв, існуючих в теорії апертурних антен, а саме для критерію заданого рівня бокових пелюсток. Необхідний рівень бокових пелюсток визначався для голкоподібної діаграми спрямованості (ДС) при наступних спрощених умовах. Вважалося, що існує тільки два об'єкти, що напрям на об'єкт, що контролюється, співпадає з максимумом основної пелюстки, а напрям на перешкоджаючий – з максимумом бокової пелюстки. При цьому для ослаблення перешкоджаючих відбиттів на 90 – 130дБ в РЛС необхідно мати антену з рівнем бокових пелюсток -45…-65дБ.

Для голкоподібних ДС і при використанні критерію оптимальності в тому значенні, що формується ДС з мінімальною шириною основної пелюстки, рекомендується застосовувати розподіли поля по апертурі типу Бікмора – Спіллмаєра. Однак навіть розрахункові оцінки рівня бокових пелюсток для типових функцій розподілу виконуються до величин -40дБ. На практиці такий низький рівень бокових пелюсток, як правило, отримати не вдається. Якщо врахувати, що антени РТС діагностики повинні бути простіші і дешевші ніж антени традиційних радіосистем,
то можна зробити висновок про те, що даний шлях реалізації просторової селекції в багатьох випадках не дозволить отримати необхідний результат.

У другому розділі розглянута загальна схема вирішення задачі вимірювання параметрів при глибокому приглушенні перешкоджаючих відбиттів за допомогою ретрансляційного методу. Запропоновано з усієї сукупності сигналів, випромінюваних приймачем-передавачем і відбитих всіма об'єктами, що попали в зону опромінення, виділяти системою селекції лише ті, які попадають в обмежену область простору, де одна з характеристик прийнятого сигналу
змінюється. Область простору обмежується апертурою спеціальної антени, вихід якої підключений до перетворювача ретранслятора. Склад такої системи представлений на рис. 1, на якому визначено:

1 – приймач – передавач, 2 – антена приймача – передавача з діаграмою Gt-r ,
3 – антена ретранслятора з діаграмою Gtf , 4 – ретранслятор, 5 – канал передачі інформації про перетворення радіосигналу, 6 – об'єкт, що контролюється – дільниця S |

Рис.1. | поверхні Р, 7 – один з сторонніх предметів з ЕПР, що дорівнює п.і.

Ідея методу використовує те, що одна з характеристик відбитого сигналу навмисно змінюється в ретрансляторі таким чином, що ці зміни не співпадають із змінами, які зазнає сигнал, відбитий сукупністю розсіювачів або будь-яким із сторонніх об'єктів, що попали в зону опромінення. Далі змінений сигнал випромінюється ретранслятором в зворотному напрямі, повторно відбивається від об'єкта і попадає в приймач-передавач. Зміни в характеристиках сигналу використовуються системою селекції для виділення корисного сигналу і приглушення перешкоди.

Як параметр сигналу, який змінюється в ретрансляторі, запропонований частотний зсув всього спектра на фіксовану величину. Такий вибір зроблений на основі аналізу спектральних характеристик сигналів, відбитих сукупністю розсіювачів. Спектральний склад таких сигналів обмежується частотами в сотні герц; автокореляційна функція флуктуацій спадає до величин менших за 0,1, на інтервалах, що вимірюються одиницями і десятками мілісекунд. У окремих випадках у відбитому сигналі можуть існувати високочастотні компоненти, зміщення яких відповідає доплерівському зсуву сигналу, відбитого об'єктом, який рухається із звуковою або надзвуковою швидкістю. Тому запропоновано в ретрансляторі використати частотний зсув, який по величині відповідає (або перевищує) доплерівське зміщення сигналу від таких швидкісних об'єктів. Зроблений вибір не суперечить обмеженням з боку іншої вимоги, яка визначається частотою модуляції. При малих дистанціях, на яких звичайно працюють системи технічної діагностики, частоти модуляції можуть у багато разів перевищувати частоту зсуву в
ретрансляторі.

Коли в ретрансляторі виконується ідеальний частотний зсув, спектр вхідного сигналу має вигляд, наведений на рис.2, на якому показані у вигляді ліній компоненти спектра, зсунуті на частоту sh , і незміщені, розширені під впливом флуктуацій спектральні складові, обумовлені відбиттям від безлічі об'єктів. Після першого перетворення спектр сигналу має вигляд, показаний на рис.3.

Рис.2 | Рис.3

Спектральні компоненти, які мають зсув sh , розташовуються з обох сторін кожної гармоніки модулюючого коливання.

Співвідношення для бокових компонент спектра перетвореного сигналу мають вигляд

es.пр.б(t)=Us.пр.бexp[ j ( (2rs/c) + 2o + sh(t–rs/c) + sh) ]

n=+

{Jn(z)exp{-jn[m(t–rs/c)+m]}} , (1)

n=–

z = 2msin(mrs/c) , Us.пр.б = k G2t-r (t-r , t-r) G2 tf (tf , tf) s /rs4,

де Gt-r (t-r,t-r), Gtf (tf,tf) – коефіцієнти спрямованої дії антен приймача-передавача і ретранслятора відповідно, t-r , t-r , tf , tf – напрями по азимуту і куту місця на дільницю поверхні S з позицій антен приймача-передавача і ретранслятора відповідно, s – ефективна поверхня розсіяння дільниці S поверхні, що вивчається, o – зміна фази сигналу при відбитті, с
– швидкість поширення радіохвилі, Jn(z) – функція Бесселя першого роду n-того порядку, k – коефіцієнт пропорційності, n – номер гармоніки частотної модуляції. Один з головних
результатів – амплітуда радіохвилі, що повернулася в приймач-передавач, пропорційна добутку квадратів коефіцієнтів спрямованої дії двох антен, в той час як в звичайному радіолокаторі вона пропорційна другому ступеню коефіцієнту спрямованої дії антени приймача-передавача.

Виділення фази несучої хвилі з прийнятого і перетвореного коливання (1) провадиться за допомогою фільтрації коливань, спектр яких розташований в області вибраної гармоніки модуляції (див. на рис.2b амплітудно-частотну характеристику K() ), згортки складових спектра цією гармонікою модуляції і виділенням коливань на частоті зсуву. Вихідне коливання має вигляд

es(t) = k1Us.пр.б p1 p2 cos[ sht + sh – shrs/c + 2(rs/c + o) + n/2 ] ,

p1 = Jn(z), p2 = cos(nmrs/c – пр) , (2)

де пр= 0 при n парному, пр= / 2 при n непарному, k1 – коефіцієнт передачі. Приймемо до уваги, що в співвідношенні (2) є два дистанційно залежних множника амплітуди p1 і p2

Порівняння фаз прийнятого коливання і коливання зсуву дозволяє отримати

= 2[(rs/c) + o] + пр– shrs/c . (3)

Оскільки >>sh, можна використати отриману величину для вимірювання малих коливань відбиваючої дільниці, визначення товщини пластини і в інших випадках, коли інтервал однозначного вимірювання менше чверті довжини хвилі несучої частоти.

Набіг фази на модулюючій частоті можна виділити з сумарної фази прийнятого сигналу за допомогою схеми, зображеної на рис.4. На перші входи перетворювачів 1 і 3 двох паралельних каналів схеми надходять коливання, виділені фільтром K() (див. рис.3) з суми (1). На другий вхід перетворювача 1 надходить коливання eг.н(t), на другий вхід перетворювача 3 – eг.в(t).

Частоти гетеродинів розташовані на частотній осі дзеркально відносно частоти вибраної гармоніки модуляції на віддаленні (див. рис.5). Смугові фільтри 2 і 4 мають однакові АЧХ.

Рис.4 – 1,3-перетворювачі, 2,4 –фільтри, 5 -формувач. | Рис.5

На виході фільтрів 2, 4 виділяються коливання на частоті (–sh), їх різниця фаз дорівнює

m = 2nm(rs/c) – n , (4)

де n – номер гармоніки модуляції. По фазі m можна визначати відносно великий інтервал однозначного вимірювання дальності. При методі, що пропонується, виключається величина o
– фаза коефіцієнта відбиття від дільниці S (див. рис.1), зміна якої викликає помилку
вимірювання дальності. Другою особливістю методу є ідентичність вимог до фазочастотних характеристик фільтрів 2 і 4 (див. рис.4), що дозволяє істотно знизити апаратну похибку.

Приглушення перешкоджаючих відбиттів визначається двома механізмами. Перший – спільна просторова вибірковість антен приймача-передавача і ретранслятора (див.
співвідношення (1)). Другий – ослаблення сигналів, які мають малий час запізнення; це приглушення визначається амплітудними множниками p1 і p2 (див. співвідношення (2)).

Спільна просторова вибірковість вимірювача, в якому використовується ретрансляційний метод, перевищує вибірковість РЛС з аналогічною антеною в зв'язку з тим, що амплітуда прийнятого приймачем-передавачем сигналу пропорційна добутку квадратів коефіцієнтів спрямованої дії антен приймача-передавача і ретранслятора. У стандартному радіолокаційному випадку такий сигнал пропорційний квадрату коефіцієнту спрямованої дії антени приймача-передавача. Різницу можна показати на прикладі використання антен з рівнем бокових пелюсток
-30дБ. При цьому приглушення радіохвиль, які прийняті по боковій пелюстці, в
радіолокаційному випадку буде 60дБ, а в ретрансляційному – 120дБ.

Другий механізм дає додаткове ослаблення перешкод, зумовлених прямим проходженням сигналу між пристроями приймача-передавача і ретранслятора, а також відбиттів від об'єктів, що знаходяться в безпосередній близькості від вимірювача, на 40 – 50дБ.

Отримані залежності амплітуди сигналу від дальності до об'єкта і величини приглушення від орієнтації антенної системи ретрансляційного вимірювача перевірялися експериментально в рамках досліджень по проекту №150 УНТЦ. Використовувалася хвиля 4,41мм, антени приймача-передавача і ретранслятора встановлювалися поряд в одній площині (див.рис.6). ДС антен були однаковими, їх ширина по рівню 3дБ в обох площинах була близько 4, виграш антени перевищував 32дБ. Як об'єкт використовувалися кутові відбивачі. Результати вимірювання амплітуди прийнятого сигналу як функції дальності зображені на рис.7. Експериментальні і розрахункові (1) значення сигналу відрізнялися, як правило, не більше, ніж на 3дБ.

Рис.6 |

Рис.7 | Розрахунок рівня сигналу в РЛС з безперервним випромінюванням і ЧМ при роботі на
другій гармоніці частоти модуляції наведений на рис.7. Як видно з наведених даних, крутизна експериментальної залежності добре відповідала співвідношенню (1) і сильно відрізнялася від

крутизни залежності для радіолокаційного випадку.

На рис.8 наведена залежність амплітуди сигналу від орієнтації ретрансляційного вимірювача. Суцільною кривою позначені величини, які отримані зведенням в четверту степінь коефіцієнта спрямованої дії однієї антени ретранслятора. Експериментальні значення були зняті з інтервалом 0,5. У ділянці основної пелюстки експериментальні дані добре узгоджуються з розрахунком, в ділянці бокових пелюсток відмінності стають порівняно великими. Ця відмінність може пояснюватися тим, що в |

Рис.8 | ділянці бокових пелюсток рівень сигналу наближався до рівня шуму і сигнал навіть втрачався в шумах. Слід зазначити, що виміряні значення приглушення до величин близько 120дБ перевищували приглушення для радіолокаційного випадку на 55…60дБ.

Третій розділ присвячений виділенню інформаційних параметрів і обробці інформації. Отримані характеристики відбитого сигналу при фазокомпенсаційному способі зсуву частоти і обмеженому приглушенні бокових компонент спектра. Розглянуто вибір інтервалів накопичення сигналів в РЛС ближньої дії, які контролюють віддалення або наближення об'єктів.

Схема ретрансляційного вимірювача подана на рис.9, на якому визначено: 1 – генератор безперервного випромінювання з ЧМ, 2 – випромінююча антена, 3 – точковий відбиваючий
об'єкт, 4 – антена ретранслятора, 5 – перетворювач ретранслятора: 51,52 – рефлектори 1-го і 2-го каналів, 53 – хвилевідний трійник, 54 – прилад зсуву фази НВЧ на 450, 55 – прилад зсуву фази НЧ на 900, 56 –генератор зсуву esh = Ush cos(sh + sh), 6, 7 – антени опорного і сигнального каналів пеленгатора, 8 – блок обробки, 9 – канал передачі інформації про характеристики
перетворюючого коливання.

Рис.9 | Рис.10

Сигнал, який перетворений в ретрансляторі і надходить до антен 6 і 7, подається як сума

двох сигналів, відбитих рефлекторами першого і другого каналів ретранслятора. Після

(пр) (пр)

перетворення в першому змішувачі опорного каналу компоненти eo(–sh) і eo(+sh), зміщені на

частоту зсуву sh, мають вигляд

(пр) (пр) n=+

eo(–sh)=Ko A1exp{j(sht + sh + 0 – sh0)} Jn(z)exp{-jn[mt+m–m0/2]},

n=–

(пр) (пр) n=+

eo(+sh)=Ko A2exp{j(sht + sh – 0 – sh0)} Jn(z)exp{ jn[mt+m–m0/2]}, (5)

n=–

z = 2m sin (m/2), = [( Rr+2Rtf+Ro )/c] – 2o , m= m ( Rr+2Rtf+Ro ) / c ,

sh = sh ( Rtf+Ro )/c , A1 = U1M1 + U2M2, A2 = U1M1 – U2M2,

де Jn(z) – функція Бесселя першого роду n-го порядку, Ko(пр) – коефіцієнт перетворення, U1,U2 – амплітуди сигналів, відбитих рефлекторами, M1, M2 – коефіцієнти амплітудної модуляції каналів. Передбачалося, що амплітудні характеристики каналів ретранслятора відрізняються, а фазові співвідношення, необхідні для реалізації частотного зсуву, виконуються точно.

Використовуючи спосіб, розглянутий для ідеального випадку, при A2>0 можна отримати фазовий набіг, пропорційний несучій частоті; в центрованому виді він має вигляд

= arctg{[(A1–A2)/(A1+A2)]tg } (6)

і наведений на рис.10 як функція відхилення дальності r від середнього значення. З рис.10 і співвідношень (5) видно, що при збільшенні A2 збільшується відхилення фази від лінійної

залежності при зміни r . Аналіз показує, що відхилення фази має властивість асиметрії і саме
іі запропоновано використати для зменшення похибки вимірювання. Отримані також вирази для похідної функції = f (r /).

Характеристики пеленгування різницево-фазовим способом були отримані із співвідношення (5) та аналогічного виразу для сигнального каналу (див. рис.9). Різниця фаз –S сигналів, прийнятих сигнальним і опорним каналами, підпорядковується співвідношенню–

S = arctg[tg (A1–A2)/(A1+A2)] – arctg[tgS (A1–A2)/(A1+A2)]. (7)

де S – аналогічна і визначається співвідношеннями (5), в яких зроблені заміни відстані Roна Rs на (див. рис.9).

Вплив паразитних компонент спектра на пеленгаційну характеристику при симетричному розташуванні антен, яке показано на рис.11, наведено на рис.12.

Рис.11 | Рис.12

Як видно з рис.12, при високому рівні a = (A2/A1) відхилення від лінійного закону може
бути досить великим: при а=0,5 максимальне відхилення фази від лінійної залежності перевищує 590, при а=0,25 помилка досягає майже 29, при а=0,01 біля 1,15.

Модуляційна компонента фази m (див. співвідношення (5)) може бути витягнута при впливі паразитних компонент спектра таким самим способом, як в ідеальному випадку. Однак при цьому з'являються обмеження. Отримані для цих умов вихідні коливання каналів мають вигляд

e(n)low = UвыхJn(z) cos{[(–sh)t + sh0 – sh + ] – nm0/2 + (nm–sh)} ,

(nm–sh)= –arctg{A1sin(0)–A2sin(0+ n)}/{A1cos(0)+A2cos(0+ n)}, (8)

e(n)height = UвыхJn(z) cos{[(–sh)t + sh0 – sh + ] + nm0/2 – (nm+sh)} ,

(nm+sh)= arctg{A1sin(0+ n)–A2sin(0)}/{A1cos(0+ n)+A2cos(0)},

де (nm+sh) і (nm–sh) – фазові доданки, обумовлені впливом паразитних спектральних компонент. При парних n паразитні фазові доданки однакові і різниця фаз вихідних коливань
буде така сама, як в ідеальному випадку.

Вибір інтервалів накопичення сигналів в радіолокаційних датчиках розглянутий для відбивачів, які віддаляються або наближаються при великий відносній зміні відстані РЛС –
об'єкт. Аналіз виконаний для умов, коли істотний вплив надають відбиття від стін, стелі, підлоги та інших поверхонь. Використовувалася модель дзеркального і дифузного розсіяння радіохвиль, запропонована Бекманом, Спіззічино і Бартоном. Вибір інтервалу виконаний на основі оцінки енергії прийнятого сигналу Ec . Отримано співвідношення для найбільшого значення енергії Eпред, яку можна накопичити при супроводі об'єкту у вільному просторі. Для реальних умов одержано наближену формулу (R–Ro) / Ro –0,5 ln(1– Ec/Eпред), де R>Ro , Ro – дальність до найближчого від РЛС кінця інтервалу накопичення. Інтервал, при якому величина накопиченої енергії стає порівнянною зі своїм найбільшим значенням, помітно перевищує інтервал усереднення помилок, викликаних дзеркальною або дифузною компонентами поля. При коефіцієнтах дзеркального відбиття не більше за 0,5 і дифузного розсіяння не більше за 0,3 залежність відношення енергії відбитого сигналу, що накопичується, до її граничного значення від величини інтервалу досить близька до залежності в умовах відсутності багатошляхового поширення.

У четвертому розділі розглянуті схеми приладів, призначених для вимірювання різних параметрів середовища поширення і об'єктів, що контролюються, при ретрансляційному методі роботи. Експериментальні дослідження провадилися за допомогою приладів, які працювали на хвилях 4.41мм і 5мм. Характеристики РТС, які наведені далі, були отримані при експериментальних дослідженнях в рамках проекту №150 УНТЦ.

Прецизійний вимірювач електричної довжини, який може використовуватися, наприклад, при вимірюванні вібрацій, товщини прокату або для виявлення домішок в середовищі
поширення радіохвиль, є базовим. Як інформаційний параметр такого вимірювача використовується фазова компонента (див. співвідношення (5)), яка дорівнює фазовому набігу несучої радіохвилі на всьому шляху поширення. Такий вибір зроблений в зв'язку з
високою крутизною залежності = f (r), яка складала біля d()/dr 3 мкм/град.

Отримані експериментально залежності = f (r) містили регулярну лінійну зміну і доданку = f (r), що складається з похибки, яка вноситься паразитними компонентами спектра, і випадковими відхиленнями. Регулярна компонента величини = f (r) була близька до розрахункової похибки, яка визначається з формули (6). Середньоквадратичне значення другої, флуктуаційної складової, оцінювалося величиною близько половини градуса. Ця величина відповідає зміні відстані близько 1.5мкм і характеризує точність вимірювання далекості даним методом.

Характеристики сигналу, відбитого площиною і прийнятого прецизійним вимірювачем, були отримані аналітично. Ці співвідношення встановлюють залежність компоненти фази
від розміру, орієнтації і відстаней вимірювач – відбивач при неповному приглушенні другої бокової компоненти спектра, який виникає при ретрансляції. На відміну від розглянутих раніше випадків роботи з точковим об'єктом, площина подана як сукупність елементарних відбивачів. Така картина має місце при контролі плоских поверхонь або при вимірюванні товщини прокату. Спільний вплив розподілених по площині відбиваючих елементів враховується фазовим
доданком, яка визначається інтегруванням і залежить від багатьох аргументів. Як виходить з отриманих співвідношень, навіть при малій зміні орієнтації плоского відбивача, що має малі розміри, відбувається помітна зміна фазового набігу несучої хвилі, яка сприймається як зміна дальності. При розмірах відбиваючої пластини в одиниці довжин хвиль і кутових поворотах в одиниці градусів фаза сигналу, що приймається, змінюється також на одиниці градусів. Зміна рівня приглушення другої бокової смуги, виникаючої при формуванні частотного зсуву в ретрансляторі, веде також до зміни фази вихідного сигналу. При збільшенні розмірів
відбиваючої поверхні вплив ії орієнтації на результат вимірювання дальності швидко збільшується. Зміна фази прийнятого сигналу при кутах повороту в одиниці градусів досягає і навіть перевершує кордони діапазону однозначного вимірювання.

Експериментальна оцінка точності вимірювання вібрацій за допомогою прецизійного вимірника електричної довжини шляху показала, що середньоквадратична величина флуктуацій
в цих дослідах була менше 0.4мкм.

Вимірювання товщини ретрансляційним методом реалізовується за допомогою двох прецизійних вимірювачів. Отримана експериментально точність вимірювання складала біля 15мкм.

У четвертому розділі приведені також приклади схем вимірювачів довжини і рівнемірів.

висновки

Основним результатом проведених досліджень і розробок є новий, ретрансляційний метод роботи радіотехнічних систем, призначених для прецизійних вимірювань параметрів технологічних процесів і працюючих в таких умовах, коли основний внесок в помилки вимірювання роблять інтенсивні перешкоджаючі відбиття від сторонніх предметів і багатопроменеве поширення радіохвиль. Нові прецизійні вимірювальні РТС відрізняються від традиційних систем принципом побудови, в них використовується додаткове перетворення сигналу в ретрансляторі і додаткова селекція в приймачі з використанням зміненого параметра, двократне поширення хвиль в середовищі, що досліджується, і двократне відбиття від об'єкта, що контролюється. Подвійне проходження радіохвилі по трасі по впливу на фазу відбитого сигналу еквівалентне скороченню довжини несучої хвилі і веде до підвищення точності вимірювання малих змін відстані до об'єкта, що спостерігається.

Теоретично й експериментально показано, що приглушення амплітуд перешкоджаючих відбиттів визначається добутком квадратів коефіцієнтів спрямованої дії антен приймача-передавача і ретранслятора. У ретрансляційного вимірювача міліметрового діапазону хвиль приглушення перешкоджаючих відбиттів на 55…60дБ перевищує приглушення в радіолокаційному вимірювачі. Високе приглушення перешкоджаючих відбиттів дозволяє наблизитися до реалізації потенційної точності РТС.

Розроблена математична модель ретрансляційної РТС, в якій використовується безперервне випромінювання з гармонічною частотною модуляцією і фазокомпенсаційний спосіб зсуву частоти. Модель розроблена для ідеального перетворення в ретрансляторі і для випадку
існування паразитних спектральних компонент, які виникають в процесі зсуву частоти. Отримані співвідношення, що визначають прийнятий сигнал, розроблені способи виділення інформаційних параметрів сигналу: фазового набігу , пропорційного несучій частоті, і фазового набігу m, пропорційного модулюючій частоті. Отримані співвідношення для визначення напряму приходу радіохвилі та його похідної.

Розроблений для ретрансляційного методу спосіб обробки сигналу дозволяє при вимірюванні набігу компоненти фази, яка пропорційна частоті модулюючого коливання, виключити фазу коефіцієнта відбиття від об'єкта.

Визначені похибки, що вносяться в модуляційну компоненту фази за рахунок
недостатнього приглушення бокової компоненти спектру, який виникає при перетвореннях у ретрансляторі. Показано, що при запропонованому способі виділення модуляційної компоненти фази ці похибки компенсуються. Крім того, полегшується забезпечення ідентичності фазочастотних характеристик каналів вимірювача.

Показано, що похибки вимірювання фазового набігу , пропорційного несучій частоті, виникають внаслідок неповного приглушення однієї бокової компоненти спектра і можуть бути істотно знижені за рахунок використання асиметрії відхилень від лінійного закону зміни фазових набігів. Зниження похибок, викликаних даним механізмом, крім використання традиційних способів досягається за допомогою спеціально введених керованих фазозсувачів більше, ніж на порядок.

Розроблено рекомендації до схем побудови РТС діагностики різного призначення: вимірювачів вібрацій, концентрації домішок, товщини і довжин виробів прокату, рівнемірів. Аналітично отримані характеристики сигналу для систем, контролюючих дальність до площини, яка представлена як сукупність елементарних відбивачів. Отримано співвідношення, які встановлюють зміну фазового набігу несучої хвилі від орієнтації і розмірів відбиваючої дільниці. Для радіолокаційного випадку контролю об'єктів, що віддаляються або наближаються, отримана залежність усередненої величини енергії прийнятого сигналу від величини інтервалу
накопичення. Встановлено граничне значення енергії для цього випадку. Інтервал, при якому величина накопиченої енергії стає порівнянною зі своїм граничним значенням, помітно
перевищує інтервал усереднення помилок, викликаних дзеркальною або дифузною
компонентами поля при багатопроменевому поширенні.

Експериментальна оцінка характеристик ретрансляційної РТС в лабораторних умовах показала, що похибки вимірювання вібрацій дорівнювали десятим часткам мікрона, похибки вимірювання товщини близько 15мкм. Оцінки, виконані на основі експериментально отриманих значень флуктуацій фази вихідного сигналу, показали, що похибка вимірювання величини коефіцієнта заломлення становить десяті частки n – одиниці, яка дорівнює 10-6 коефіцієнту заломлення стандартної тропосфери. Рівнемір, створений з використанням ретрансляційного